パワーエレクトロニクス部品の広帯域測定用バイアスティー

編集者注: この記事の基礎となっている論文は、元々は 2021 IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility & Signal/Power Integrity (EMC, SI & PI) で発表され、最優秀シンポジウム論文として認められました。 IEEE の好意的な許可を得てここに転載します。 著作権 2022 IEEE。

多くの EMC アプリケーションでは、受動コンポーネントを特性評価して、これらのコンポーネント内の主要なプロセスに対するシミュレーション モデルと物理的な洞察を提供する必要があります。 パッシブ フィルタはインダクタとコンデンサで構成され、その一部はコモンモード チョークなどの 3 端子または 4 端子デバイスです。 小さな信号の場合、これらのコンポーネントは電圧と電流に関して線形であると考えることができます。 ただし、多くのアプリケーションでは、非線形効果を考慮して特徴付ける必要があります。 これは、時間領域の大信号アプローチ、または特定のバイアス ポイント付近の線形化によって実現できます。 フィルタ インダクタやコンデンサなどの潜在的に非線形デバイスの線形特性評価には、小信号評価信号と大信号バイアス (インダクタの場合は電流、コンデンサの場合は電圧) を同時に励起する必要があります。 最も一般的に使用される方法は、ベクトル ネットワーク アナライザー (VNA) とバイアス ネットワークを利用して大信号バイアスを適用します。

より高い電流または電圧レベルの場合、VNA 測定には外部バイアス ティーを使用する必要があります。 特に、これらが広い周波数範囲 (ここでは 9 kHz から 500 mHz) にわたる場合、次のような課題が生じます。

この文書では、9 kHz ～ 500 mHz の周波数範囲のリニア バイアス ティーの設計の詳細を示します。このリニア バイアス ティーは、連続 10 A、または 10 分間 30 A を処理でき、最大 500 V のバイアスが可能です。高周波アプリケーションの場合、低周波範囲にあるものは比較的少なく、高 DC 電流および電圧に適したものはさらに少ないです。 [1] では、「提案されたバイアス T は、低い周波数 fmin = 2 mHz および現在の最小帯域幅 Bmin 100 mHz で、目標値 IDCmax = 1 A および UDCmax = 150 V に合わせて設計された」と述べられていますが、 [2] では、対象周波数範囲は最大 DC 電流 3A で 300 kHz ～ 100 mHz に達します。 どちらの出版物も保護概念に関する考慮事項を提示しておらず、より低い帯域幅とより小さな DC 電流および電圧も対象としています。 [2] では、鉄心を備えたコイルが使用されているため、飽和効果の影響を考慮して、さまざまな DC 電流値に対して複数の校正を行う必要があると考えられます。 ただし、この点に関する情報は提供されていませんでした。

非常に低い周波数については、バイアス ティー [3] 用の興味深いアクティブ ソリューションもありますが、これも高周波数には使用できません。 ただし、この論文で公開されているバイアス ティーは、主に伝導電磁放射の測定に使用することを目的としており、この場合、周波数の下限は 9 kHz で十分です。 したがって、受動的ソリューションが推奨されます。

個々のコンポーネントの構造に関して説明されている概念の一部は文献ですでに知られていますが、著者の知る限りでは、バイアス ティーの構造に関するそのような構成に関する出版物はまだありません。 この特別な形式のバイアス ティーの特別な利点は、高い大信号バイアス電流と電圧を維持しながら、パワー エレクトロニクス コンポーネントの小信号特性評価に使用できることです。 さまざまなパワー エレクトロニクス コンポーネントの S パラメータを測定し、広い周波数範囲にわたってバイアスによる変化を測定することにより、大きな信号バイアス下でのこれらのコンポーネントの動作をモデル化するための貴重なデータを簡単に取得できます。 この構成の測定では、挿入損失、反射減衰量、温度挙動などの T シャツの重要な特性に関して良好な結果が示されています。

図 1 は、DC ブロック コンデンサと RF デカップリング インダクタで構成される 4 つの一般的なバイアス T を示しています。 この設計では、ビス T シャツの一般的なトポロジーが維持されています。 中心的な課題は、必要なインダクタンス、キャパシタンス、電圧、電流値に対応するコンポーネントの設計と、図に示されているように、これらのバイアス ティーのうち 4 つを配置して 4 ポート測定システムを形成できるように、バイアス ティー内でのそれらの物理的配置を設計することです。 提案されたバイアス ティーの概略図を図 2 に示し、次のセクションで詳しく説明します。

図 1: コモンモードチョークを測定するための可能なテストセットアップ

図 2: 提案されたバイアス ティーの概略図

バイアス ティーのコンデンサは DC ブロックとして機能し、対象の周波数範囲で RF 電流を通過させることができます。 最小周波数が低い場合、RF パスへの影響を避けるために、より大きな静電容量値が必要になります。 コンデンサのインピーダンス上限として 2 Ω が設定されている場合、9 kHz で 8.8 µF の値が必要です。 最大 500 V までの直線性要件では、高 K セラミックまたは電解コンデンサの使用は除外されます。 この制約によりコンデンサのサイズが増大するため、周波数の上限が課題となります。 RF 経路での RF 損失を低くするには、コンデンサ構成の寄生インダクタンスと寄生容量を利用する必要があります。 これは、図 3 に示すコンデンサの分散配置によって実現されます。

図 3: 特性インピーダンス 50 Ω の DC ブロック コンデンサの設計。 銅層の厚さは一定の縮尺ではありません。 すべての寸法は mm 単位です。

コンデンサ配置に沿って 50 Ω の一定の特性インピーダンスを得るには、構造はコンデンサの寄生効果を含めて 50 Ω を提供する断面を維持する必要があります。 必要な約 8.8 µF の静電容量を得るために、サイズ 0.68 µF のコンデンサを合計 13 個並列に配置しました [4]。 コンデンサの幅は6mmです。

1.6 mm FR-4 ボードでは、3 mm 幅のトレースは 50 Ω の特性インピーダンスにつながります。 伝送線路に沿って静電容量を分散し、TEM 波が乱されないようにするには、図 3 に示すようにコンデンサを垂直に配置します。トレース幅をコンデンサの幅に合わせるために、1.6 mm FR-4 を 2 層重ねます。を使用して幅 6 mm のマイクロストリップ ラインを作成し、RF パスを中断することなくコンデンサを配置できます。 慎重に設計された 2 つのトランジションが、RF 信号を幅 3 mm のトレースから幅 6 mm のトレースに導きます。 図 4 は、14 GHz の帯域幅での TDR 測定を使用した設計されたマイクロストリップ ラインの結果を示しています。 「保護コンセプト」セクションで説明したように、VNA を保護するために使用される TVS ダイオードの容量結合が回線に影響を与えていることがわかります。 この影響は、ダイオードが接続されている点のマイクロストリップ ラインの直径を変更することによって打ち消すことができます。

図 4: 保護デバイスとして TVS ダイオードを使用した場合と使用しない場合の設計コンデンサの TDR 測定

コンデンサは誘電体 (X7R) により電圧に依存しますが、これは、大きな静電容量が決定的な役割を果たす最低周波数範囲でのバイアス ティーの動作に悪影響を与えるだけです。 クラス 2 X7R コンデンサは、公称電圧で最大 15 % の静電容量変化を約束します。

必要なインダクタンス値の計算では、最小インピーダンス 43 dBΩ (1 Ω と呼ばれる) を目標としました。 最小周波数 9 kHz では、必要な最小インダクタンスは約 2.5 mH になります。 必要な帯域幅と通電能力により、インダクタの設計にいくつかの問題が生じます。 大電流には太いワイヤが必要であり、高周波で寄生が追加されます。 飽和効果によりコアを使用できないため、インダクタのサイズが大きくなり、これもRF性能に悪影響を及ぼします。また、大きな値のインダクタを使用すると、DUT電流が突然遮断された場合のVNAの過電圧保護が困難になります。 さらに、大きなコイルは DC 抵抗が大きいため、電力損失が大きくなり、パッケージ内の温度が上昇します (「温度の挙動」のセクションを参照)。

高周波数での動作を最適化するために、図 5 に示す円錐コイル (L1) が使用されました。 [5] の設計に従って、円錐形のインダクタが DC ブロックを保持する 50 Ω マイクロストリップ ラインに接続されました。 円筒形インダクタに対する円錐形設計の利点は、図 6 に見ることができます。円錐形は RF 性能を向上させますが、同じ巻数と長さの円筒形インダクタと比較してインダクタンスが低くなります。 プロット内の両方のインダクタは同じインダクタンスを持ち、磁気コアを使用していません。 共鳴までは違いは見られません。 ただし、最初の共振の後、円錐形のインダクタは一連の共振を示し、円筒形のパートナーと比較して平均してより高いインピーダンスを維持します。 これらの追加の共振の分布は、巻線の詳細、ワイヤの直径、ワイヤ間の距離によって異なります。 周波数が高くなるほど、円錐形インダクタの先端の設計と 50 Ω トレースへの接続がより重要になります。 [6] によれば、円錐形インダクタのインダクタンスは、関連する円筒形およびスパイラル インダクタのインダクタンスから導き出すことができます。 スパイラル インダクタのインダクタンス (μH) は式 1 で与えられます。ここで、R はインダクタの平均半径 (mm)、W はコーンの両端の半径の差 (mm)、N は巻線の数です。

図 5: ミリメートル単位の寸法を持つ円錐形インダクタの設計

図6：コニカルインダクタとヘリカルインダクタの周波数特性の比較

(1)

円筒形 (ヘリカル) インダクタのインダクタンスは式 2 で与えられます。ここで、H はコイルの高さ (mm)、R と N はそれぞれ平均半径と巻線の数です。

(2)

LS と LH を使用すると、円錐形インダクタのインダクタンスは式 3 で求めることができます。ここで、α は円錐形インダクタの角度であり、完全に平坦なインダクタの場合は 0°です。

(3)

このコイルの場合、図 5 に示す幾何学的値を使用して約 63 µH のインダクタンスが計算されます。2.5 mH のインダクタンス値を達成するには、円錐形インダクタの長さが 3 倍以上である必要があるため、さらに 2 つのより高いコイルを使用する必要があります。所望のインダクタンス値に達するには、インダクタンス (L2 = 0.27 mH および L3 = 2.2 mH) をその後ろに直列に接続する必要がありました。 コイルの合計 DC 抵抗は 300 mΩ であるため、10 A DC 電流で 30 W を消費します。

コイル アセンブリは、公称コイルと、巻線間、筐体まで、およびコイル間の寄生容量からなる複雑なシステムを形成します。 これは多数の共振を引き起こします。これは図 6 に円錐形インダクタ自体についてすでに示されています。 これらの共振は、システムのパフォーマンスに 3 つの悪影響を及ぼします。

したがって、共振を減衰させる損失を導入することをお勧めします。 これにより、共振時のインピーダンスが減少し、反共振時のインピーダンスが増加します。 利用可能ないくつかの減衰方法のうち、円錐形インダクタの近くに配置された電気損失材料が、図 2 の Rdamp で表される初段インダクタに使用されました。磁気損失材料は、大きな DC 電流による非線形動作を引き起こすリスクを引き起こします。 円錐形インダクタの両端に抵抗を配置すると、RF パス上の DC ブロックの接続点に寄生容量が追加されます。 電気損失材料の欠点は、コイルの冷却を阻害することです。

他のインダクタについては、調整可能な抵抗が並列に配置され、スムーズなインピーダンス動作が可能になり、図 8 に示すスムーズな損失特性が得られます。

最大許容直流 10 A は、約 126.5 mJ のエネルギーをインダクタに蓄積します。 このエネルギーは 3 つのインダクタ (EL1 = 3 mJ、EL2 = 13.5 mJ、EL3 = 110 mJ) に分割されます。

保護がなければ、はんだ接合部の破損など、DUT を流れる電流が突然遮断されると、蓄積されたエネルギーが VNA (RIP) に放散されます。 過渡電圧抑制 (TVS) ダイオードなどの保護デバイスは、VNA の保護に適しています。 それらを RF パスに直接配置する場合、RF パスでのさらなる妨害を避けるために、その静電容量を小さく保つ必要があります。 ただし、これらのダイオードはエネルギーを処理できません。 この問題は、インダクタ全体にダイオードを分配することで解決されます。 高い値のインダクタはエネルギーの大部分を蓄えますが、その電気的機能は低い周波数に限定されるため、約 100 pF のより大きな静電容量を持つ TVS を使用できます [7]。 円錐形インダクタの両端には TVS は配置されず、代わりに 2.5 pF TVS が RF パス上に配置されます [8]。

2 番目の保護問題は、DC ブロック コンデンサに蓄積された 1.1 J によって発生します。 DUT が突然 GND に短絡すると、500 V で充電された 8.8 µF が VNA (RIP) に放電されます。 円錐形インダクタ内のエネルギーを保護するために配置された低容量ダイオードは、エネルギーを処理できません。 第 2 レベルの保護が必要です。 これは、ポリマーベースのスナップバックデバイスを RF パスから GND に配置することで実現されます [9]。 これらのデバイスは、0.05 pF 未満の非常に低い静電容量、0.1 ns の高速ターンオンを実現します。 コンポーネント内の内部破壊後、約 25 V DC でクランプされます。 DC ブロック コンデンサのエネルギー量により、DC ブロック コンデンサと TVS デバイスが破壊される可能性がありますが、短絡が発生した場合には VNA を保護します。

この回路のさらなる問題は、VNA の内部 DC ブロックです。 バイアス ティーの DC ブロックと比較して静電容量が小さいため、容量性分圧器が作成されます。これは、高い DC 電圧では常に電圧が VNA の入力に存在し、VNA を破壊する可能性があることを意味します。 したがって、2 つの並列 10 kΩ 抵抗が内部 DC ブロックと外部 DC ブロックの間にグランドに対して接続されます。 これらは、外部 DC ブロックの大きなコンデンサがいっぱいになり、内部 DC ブロックが充電できなくなるまで、ゆっくりと変化する DC 電流を消費します。

次のセクションで説明する初期測定の後、挿入損失曲線をさらに平坦化するために、図 2 に示すように、1.5 nF の追加コンデンサと 910 Ω の抵抗が L1 と L2 の間に挿入されました。 さらに、2200 µF のコンデンサが DC ポートに追加され、DC 電源のインピーダンスに依存しない、明確に定義されたグランドへのインピーダンスが確保されました。 図 7 は、すべてのコンポーネントを備えた完全なバイアス ティーを示しています。 これらはアルミニウムダイカストハウジングに取り付けられており、一方では干渉の影響を軽減し、他方では温度安定性を確保しています。

図 7: アルミニウム ハウジング内のバイアス ティーの写真

この検証には、高電流および高電圧での線形周波数応答、温度挙動、および線形性チェックが含まれます。

線形動作を検証するために、同じように構築された 2 つのバイアス ティーの S パラメーターが測定されました。 DC ポートの大きなコンデンサによってインピーダンスが明確に定義されているため、ポート 3 はキャリブレーション中にオープンのままにすることができます。 図 8 に、2 つのバイアス ティーの挿入損失測定を示します。これは、9 kHz から約 500 mHz の周波数まで、挿入損失が 1 dB 未満、挿入平坦性が約 0.5 dB という非常に満足のいく結果を示しています。 500 mHz を超えると、主に円錐形インダクタの高周波特性により、挿入損失が 1 GHz で 2 dB まで増加します。 ここでは、細いワイヤの円錐コイルを使用した測定の方が優れた特性を示しましたが、DC 電流を通すことができません。 また、図 9 のリターン ロスの測定からも、示されている 2 つのバイアス ティーが同じように作られているにもかかわらず、それらのリターン ロスがかなり異なっていることがわかります。 これは、わずかに異なるコイルとポテンショメータの設定の影響です。 一般に、バイアス ティーごとに S パラメータ セットを作成し、これをディエンベディングに使用できます。 この手順により測定パフォーマンスが向上するとしても、個々のティーごとにディエンベディングプロファイルが必要となり、測定ごとにバイアスティーを決して交換してはなりません。 代わりに、以前に測定されたディエンベディングパラメータを含む自作のキャリブレーションキットが使用されました。 2 つのバイアス ティーと自作のキャリブレーション キット (TOSM) をキャリブレーションに使用しました。バイアス ティーの配置に関係なく機能します。 図 1 に示す最終測定では、4 ポートの校正を行う必要があります。 一般に、すべての校正方法は、熱や機械的不安定性によるわずかな非線形性や機械的変化が残るという同じ制限に遭遇する可能性があります。

図 8: 2 つの同一に構築されたバイアス ティーの挿入損失

図 9: 同様に構築された 2 つのバイアス ティーのリターンロス

コイルの DC 抵抗 (RL1 = 0.1 Ω、RL2 = 0.04 Ω、RL3 = 0.16 Ω) により、大電流が流れると内部加熱が発生します。 バイアス ティーのストレス テストは、初期テストの過程で実行されました。 バイアス ティーに 10 A DC 電流を 30 分間流すと、円錐形インダクタの先端の温度が 60 °C まで上昇しました。 強制冷却は行っていません。 筐体内の他の場所では重大な加熱は検出されませんでした。

障害発生時の VNA 入力の最大電圧は、メーカーによって 30 V と指定されています。 II-D は、2 つのバイアス ティーを直列に接続し、電流の流れの突然の遮断をシミュレートする 10 A 定格電流のヒューズを接続することによってテストされました。 50 Ω ダミー負荷と、VNA の代わりに DC ブロックとして小型のコンデンサを使用して、25 A の DC 電流をテスト設定に適用しました。 ダミー VNA での結果として生じる電圧は、最大許容電圧の 30 V を超えず、結果として生じる約 125 μJ のエネルギーは、VNA の入力に危険をもたらすことはありません。

図 10 は、異なる DC バイアス電流で直列に接続された 2 つのバイアス T の S12 測定を示しています。 DC バイアス電流は、25A まではティーの動作に実質的に違いを引き起こさないことがわかります。

図 10: 直列の 2 つのバイアス ティーの挿入損失

図 11 は、0 A ～ 13 A の異なる DC バイアス電流でのインダクタ [10] のテスト測定を示しています。DC バイアス電流による飽和効果は、右にシフトすることで低周波数範囲で観察できます。 より高い周波数では、材料の透磁率が磁束が飽和レベルに達しないレベルまで低下するため、バイアス電流による変化はあまりありません。

図 11: さまざまな DC バイアス電流でのインダクタの測定。

このペーパーでは、パワー エレクトロニクス アプリケーション用のバイアス ティーを構築する方法を示します。 特に、低周波数範囲でのコイルまたは大きなフィルタ要素の飽和効果を調査する場合、このバイアス ティーはベクトル ネットワーク解析の助けを借りてこの問題に取り組む可能性を提供します。 これにより、被試験デバイスの振幅と位相を測定して、その周波数動作に関する詳細な結論を得ることができます。 このデータは、実際のアプリケーション状況でフィルター回路を最適化するため、またはこれらのフィルターの負荷依存モデルを生成するために使用できます。 提示されたバイアス ティーは、広い周波数範囲にわたって良好な周波数応答を示し、高い DC 電流および電圧を負荷できます。 測定によれば、バイアス ティーの動作は DC バイアス電流の影響を受けません。 これらのバイアス電流が突然遮断された場合、提示された保護回路が測定機器を保護するように機能します。

オーストリア連邦デジタル経済省、国立研究技術開発財団、およびクリスチャン・ドップラー研究協会からの財政的支援に感謝します。

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